1、單端自激式正激型開關穩(wěn)壓電源的實際應用電路
單端自激式正激型開關穩(wěn)壓電源的實際應用電路如圖2-6所示。該電路為早期典型的單端自激式正激型開關穩(wěn) 壓電源電路，其輸出電壓為−12v，輸出電流為5a。當輸入電網電壓為220v/50hz時，電路中的開關k就置于b的 位置；當輸入電網電壓為110v/60hz時，電路中的開關k就置于a的位置。
2、單端自激式正激型開關穩(wěn)壓電源的工作原理
該穩(wěn)壓電源電路的輸入電壓通過開關k可以在220v/50hz與110v/60hz之間互相轉換，輸入電壓的動態(tài)變化范圍 為40%，輸出電壓為−12v，輸出電流為5a。其工作原理為：輸入工頻電網電壓220v/50hz與110v/60hz經過由 電容c1～c6和共模電感t1構成的雙向共模濾波器將雜波噪聲和干擾信號濾除干凈后，再經過具有負溫度系數 的限流保護電阻輸送到全波整流器ic1。全波整流器的輸出經過由電容c7、c8和電阻r1組成的濾波器濾波后， 即可得到300v/150v直流電壓。該直流電壓就是單端自激式正激型開關穩(wěn)壓電源電路的供電電壓。電路中的雙 向共模濾波器既可濾除和抑制工頻市電電網上的高頻干擾信號對電源電路的影響，又可濾除和抑制開關穩(wěn)壓 電源電路本身所產生的高頻干擾信號竄擾到工頻市電電網上對其形成的污染。
當電源電壓接通后，300v/150v直流電壓經功率開關變壓器的初級繞組np加到功率開關管v1的集電極。與此同時，該300v/150v直流電壓經電阻r4、r7、r9和二極管vd3降壓或分壓后向功率開關管v1的基極提供正向偏壓和所需的基極電流，于是功率開關管v1就開始導通。這樣，在功率開關變壓器的初級繞組np中便有經功率開關管v1的集-射極、二極管vd3和電阻r9的電流流過。功率開關管v1的集電極電流流過功率開關變壓器的初級繞組np后，必然會在繞組np上感應出交變電壓，通過變壓器的磁耦合作用，便會在功率開關變壓器的次級繞組nb上感應出對功率開關管v1基極為正反饋的電壓。該電壓將經過電阻r6和二極管vd4向功率開關管v1的基極提供偏置電流，這樣就會使功率開關管v1基極注入的電流進一步增大，從而使功率開關變壓器初級繞組上的感應電壓也進一步增大，如此循環(huán)往復就形成一個很強的正反饋過程。由功率開關變壓器繞組上形成感應電壓的原理可以得知，當流過功率開關變壓器初級繞組np中的電流線性增大時，在該繞組上所產生的感應電壓將維持不變，但是由于上述的正反饋過程進行得非常強烈，因此功率開關管v1將迅速進入飽和導通狀態(tài)。這使功率開關管v1集電極的電流將增大為基極電流的（晶體管的直流放大倍數）倍，即達到最大值。這就意味著功率開關管v1集電極電流的增長率有所下降，其結果是造成功率開關變壓器初級繞組np上感應的電壓降低。顯然該感應電壓的降低就必然要造成功率開關變壓器另外一個繞組nb上所感應電壓的降低。而該繞組nb所感應電壓的降低勢必導致功率開關管v1基極和集電極電流下降。此后功率開關管v1集電極電流將由原來的正變化率變?yōu)楝F在的負變化率，其結果使功率開關變壓器的另外一個繞組nb上所產生的感應電壓的極性變得與原來完全相反，這個反極性感應電壓通過電r5、r6和電容c10的耦合和降壓后，使功率開關管v1迅速進入反偏狀態(tài)，迫使其迅速進入截止狀態(tài)。這樣一來就完成了變換器電路由飽和導通到關閉截止的一個完整振蕩周期。下一個工作周期又重新由300v/150v直流電壓經電阻r4向功率開關管v1提供基極電流開始，如此循環(huán)往復便可構成單端自激式多諧振蕩器的工作過程。從圖2-6中可以看出，−12v直流輸出電源電壓的次級繞組ns在功率開關管v1導通的時間內，會將初級繞組np流過的電流通過變壓器的磁耦合作用以及二極管vd8和電容c24整流濾波后輸送給線性穩(wěn)壓器ic3（lm7912），最后將一個穩(wěn)定的−12v直流電壓輸送給負載電路系統(tǒng)。
3、單端自激式正激型開關穩(wěn)壓電源的其他電路
在這個單端自激式正激型開關穩(wěn)壓電源的實際電路中，有關控制、保護、耦合等電路已在第1章中較詳細地分 析過，這里只對實際應用中經常要遇到的消振衰減電路、紋波消除電路、各次級繞組的整流電路中的消噪聲電路進行重點分析。
1．消振衰減電路
由單端自激式正激型開關穩(wěn)壓電源實際電路工作原理的分析與討論中可以看出，電源電路加電后，在功率開 關管v1的集電極就會得到如圖2（a）所示的瞬間矩形波振蕩脈沖信號。該矩形波脈沖信號是一個具有正向 峰值和負向峰值的脈沖振蕩波形，這個正向和負向上沖的峰值電壓可以比直接加到功率開關管v1集電極的輸 入電壓（300v/150v）高2～3倍。顯然，這樣高的上沖峰值電壓特別容易造成功率開關管v1被二次擊穿而損壞 。為了避免這種二次擊穿問題，在如圖1所示的開關穩(wěn)壓電源電路中的功率開關管v1集電極電路中分別引入 了由二極管vd1、電容c9、電阻r2和二極管vd2、電容c11、電阻r3組成的兩個消振衰減電路。其中一個消振衰 減電路主要用來消除由于功率開關變壓器的漏磁而引起的上沖峰值電壓，另外一個消振衰減電路主要用來消除由于功率開關管v1的電壓、電流應力而引起的上沖峰值電壓。圖2（b）所示的電壓波形就是引進了上述消振衰減電路后，在功率開關管v1的集電極所得到的輸出電壓波形。從圖中可以看出，功率開關管v1集電極輸出電壓波形中的正向和負向峰值較高的上沖脈沖電壓信號基本上被消除和衰減掉了，使功率開關管v1的工作安全性和可靠性得到了極大的改善和提高，使開關穩(wěn)壓電源的電磁兼容性也得到了極大的改善和提高。
2．紋波消除電路
由于單端自激式正激型開關穩(wěn)壓電源工作在25～50khz的高頻狀態(tài)，因此在高頻功率開關變壓器的次級回路中 ，要求直流輸出電壓的電流較大。為了降低這些輸出電流大的回路中的紋波電壓的幅值，就必須在整流二極管vd8的兩端并聯一個由電阻r22和電容c23組成的紋波消除電路，以吸收和消除二極管vd8由導通到截止或者由截止到導通的轉換過程中由于存在著一定的恢復時間而引起的紋波噪聲。
3．高頻整流電路
由于主變換器工作在25～50khz的高頻狀態(tài)，因此在高頻功率開關變壓器的次級回路中的所有整流二極管都需要采用具有快恢復特性的開關二極管，而不能采用一般的整流二極管。其中，對要求輸出電流較大的次級回路中的整流二極管還要求必須采用肖特基二極管。這是因為肖特基二極管不但具有非常快的恢復特性，而且還具有正向導通壓降比一般的快恢復二極管小的優(yōu)點。因此采用這種肖特基二極管就可以減小整流二極管本身的功率損耗。這樣一來，不但可以提高整個電源電路的功率轉換效率，而且還可以降低整流二極管的溫升。這一點在大電流輸出的開關穩(wěn)壓電源電路中尤為突出和重要。例如，若要求輸出電流為10a時，選用了管壓降為0.7v的一般快恢復整流二極管，那么僅整流二極管本身上的功率損耗就有7w之多。若選用管壓降為0.3v（目前已有0.2v管壓降的肖特基二極管上市）的肖特基二極管時，則整流二極管本身上的功率損耗就可以降為3w。另外這里還沒有考慮一般快恢復整流二極管的管壓降與所通過的電流和本身的溫升成反比的因素。因此，適當的選擇整流二極管不但降低了功耗，提高了轉換效率，而且也降低了整流二極管的溫升，有利于解決散熱問題。
4．功率開關變壓器的磁通復位
單端式正激型開關穩(wěn)壓電源中的功率開關變壓器是一個單純通過電磁感應傳輸能量的隔離器件。為了使負載電路能夠得到有效而連續(xù)穩(wěn)定的電流和電壓，在輸出電路中必須要具有儲能電感l(wèi)，其等效電路如圖3所示。為了說明問題，在這里再重述一下單端式正激型開關穩(wěn)壓電源的工作過程。當功率開關管v導通時，在功率開關變壓器的初級繞組中就會產生一個電流，并存儲了能量。由于功率開關變壓器的初級繞組與次級繞組的極性相同，因此這個能量通過磁感應的方式同時也傳輸給了次級繞組。處于正向偏置的二極管vd2就把該能量傳輸給了儲能電感l(wèi)，并儲存在儲能電感l(wèi)中。此時，二極管vd3處于反向偏置而截止。當功率開關管v截止時，功率開關變壓器各繞組中的感應電壓全部反向，二極管vd2由于反偏而截止，續(xù)流二極管vd3處于正向偏置而導通，存儲在儲能電感l(wèi)中的能量來維持負載電路中所需的電流和電壓。功率開關變壓器中的ln繞組為回受（復位）繞組，它具有如下的功能：
① 在功率開關管v截止期間，為功率開關變壓器提供磁通復位。
② 與二極管vd1串聯，消除功率開關管v集電極上的尖峰電壓。
在功率開關管v導通時，功率開關變壓器的初級繞組就會存儲能量；而當功率開關管v截止時，功率開關變壓器次級側的二極管vd2反偏而截止。存儲在功率開關變壓器初級繞組中的能量必須通過一種途徑釋放掉，否則磁通將不能復位，功率開關變壓器將會很快進入飽和狀態(tài)。增加了磁通復位繞組ln和二極管vd1（并使磁通復位繞組ln的匝數與初級繞組lp的匝數相同，加工時一定要雙線并繞）后，當磁通復位繞組上的感應電壓超過電源電壓時，與其串接的二極管vd1就會導通，將其能量送回電源。這樣，就可以將初級繞組上的電壓峰值限制在電源電壓以下。因此，功率開關管v集電極的峰值電壓也就被限制在兩倍的電源電壓以下。為了達到磁通復位的目的，使磁通建立和磁通復位的時間相等，設計這種電路時，一般應遵循使驅動信號占空比的最大值不得超過50%的原則。